新葡亰8883

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M:15823287885/13524101051 肖先生
使用VVCCS且基于比较器的新葡亰8883
浏览: 发布日期:2017-05-20
现在,减少电池消耗已经成为电路设计师的优先任务之一。最近出现了一种基于新型比较器的开关电容电路[1]。它可以替代运算放大器,而后者与比较器、开关、电流源和逻辑控制门一起占据了总功耗的最大部分。虽然基于运放的电路能够迫使输入节点形成虚拟地,但基于比较器的电路可以实现虚地条件。虽然如此,但这些基于比较器的电路存在过冲误差问题。这种过冲误差主要来源于比较器有限延时、电流源响应时间和逻辑控制固有延时。为了克服这个缺点,可以使用精细电流源来减少过冲误差。在文献[2]的新葡亰8883电路中应用了基于比较器的开关电容,它推荐了一种不同的方法来减小过冲误差。为了补偿精细电流源的损耗,使用了开关和纠错电阻(图1(a))。不过这种新葡亰8883仍然存在明显的过冲误差以及过冲误差相对输出电压的变化。
本文提出了可以在基于比较器的新葡亰8883设计中应用的新方法,它既能减少过冲误差,也能减少过冲误差相对输出的非线性。
基于比较器的推荐新葡亰8883电路
推荐新葡亰8883的构建模块和时钟时序图分别如图1.1(b)和(c)所示。双路输出比较器用于控制可变电压控制的电流源。在预置阶段,输出电压保持在电路的最低电压。虽然输出小于输入,但比较器的输出将打开电流源。负载电容被充电,Vout电压上升。在?1阶段开始时,E1和E2为0,此时电路中流动的是电流源最大值。随着Vout的上升,E1成正比增加。接着VVCCS电流值逐渐减小,输出斜率随之减小。
E2可低可高。当Vout越过输入电压值时,E2被置为高,负载电容不再被充电。电路固有延时效应通过VVCCS减小了,因此在输出电压中产生的过冲误差值可以忽略不计。过冲误差可以用高分辨率比较器进一步减小,但会增加功耗。
 
图1:a)带电阻纠错电路的基于比较器的新葡亰8883[2]。b)基于比较器的推荐新葡亰8883电路框图。c)时钟时序图。
可变电压控制的电流源
在推荐电路中使用的定制的可变电压控制电流源[3]如图2(a)所示。当E1和E2处于最低点时,输出电流的最大值将流过输出端。当E1增加时,M2和M4的电流以及Iout将减小。最终当E2被置高时,M5被关断。
定制的比较器
基于比较器的推荐新葡亰8883中使用的电压比较器如图2(b)所示[4]。为了提高比较器的增益,后置放大器电路与文献[4]有所不同,后者使用NMOS输入放大器。另外,在这个比较器中,信号E1由M2的漏极驱动,这个漏极清楚地再现了信号Vin的变化,而信号E2只有两个状态。在这个比较器中有三个主要模块:由M1和M2组成的前置放大器级,包含M3-M6的判决电路级,以及由剩余电路组成的后置放大器级。第一级电路只是一个基本的差分n沟道放大器,连接着来自第二级的有源负载。第二级电路中的判决过程如下:首先考虑Vin低于Vref的情况。此时M4导通,M3关断。因此所有偏置电流通过M4和M6。在这种情况下,E1和E2处于它们的最低点。随着Vin增加并接近Vref,M4和M6中的电流开始减小,因此E1从地电平开始逐步按比例增加到Vin,而E2仍然是0。当Vin超过Vref电平时,偏置电流将流过M3和M5。现在E2使用判决电路的再生属性快速上升到高电平状态。最后,利用后置放大器级电路增强比较器的分辨率。
 
图2:a)可变电压控制的电流源,b)推荐架构中的定制比较器。
仿真结果
为了验证基于比较器的推荐新葡亰8883精度,在HSPICE环境下用0.18μm标准CMOS工艺和1.8V电源电压对电路进行了仿真。假定共模电压、正弦输入信号的幅度和频率分别是0.9V、0.2V和10KHz。电路工作时钟为1MHz,负载为1pf电容。图3显示了推荐电路的输入、输出、E1和E2波形。从图中可以看出,当Vout远小于Vin时,Vout电压以高斜率上升。当Vout接近于Vin电压值时,输出斜率会减小。E1信号应跟踪比较器输出信号的逐步增加。另外,当Vout超过Vin电压值时,E2信号状态被触发。
 
图3:信号E1、E2和Vout。
将各种输入电压值应用于推荐电路,结果见表1。在信号E2变高过程中对这些结果进行了测试。
 
表1:过冲误差与输入电压值的关系,并与基于以前比较器的新葡亰8883结果进行了比较。
本文小结
本文先容了基于比较器的典型新葡亰8883的新模型。为了最大限度地减小过冲误差,应用了一个可变电压控制的电流源,并使用了具有两个输出端的定制比较器。通过与以前先进设计的比较向大家展示了推荐电路的更好性能。仿真是在采用0.18μm标准CMOS工艺的HSPICE环境中进行的。推荐新葡亰8883的功耗估计为616μW。
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